摘  要：為了消除數字接收機同相與正交(I/Q)支路幅度和相位不平衡對數字接收機接收性能的影響，根據時域數據I/Q支路的功率與正交關系，提出了一種I/Q支路不平衡參數估計和補償方法。該方法的估計和補償均在時域進行，可以在計算復雜度、估計時和補償性能三者之間進行折衷；它無需導頻或者訓練序列，可應用于多種制式的單載波和多載波接收機中。仿真結果表明：利用該方法的G4QAM-OFDM系統(tǒng)誤碼率在AWGN信道下可以達到理想性能，在多徑信道下1×10-3誤碼率處的性能損失可以減小到0．1 dB左右。
關鍵詞：數字接收機； I/Q支路不平衡；時域補償

    由于其便于集成、低功耗和低成本的特點，零中頻接收機在各種數字通信系統(tǒng)中被廣泛采用。零中頻接收機在模擬域采用正交混頻，直接將射頻信號變換到基帶。然而，在采用正交混頻的接收機中(無論是零中頻還是超外差)，通常不可避免地存在著I/Q支路幅度和相位不平衡的問題，由此造成接收系統(tǒng)的性能惡化。此外，為了在有限的帶寬內實現(xiàn)高速傳輸，高階電平調制的正交頻分復用(MQAM-OFDM)傳輸技術被廣泛采用。對于這類系統(tǒng)，甚至輕微的I/Q支路幅度和相位不平衡就能嚴重惡化MQAM-OFDM系統(tǒng)的解調性能，并同時影響接收機的同步和信道估計質量。所以，研究對接收機I/Q支路不平衡進行有效補償的方法，對于提高數字接收機的系統(tǒng)性能具有重要的意義。
    對于l/Q不平衡的數字補償，已有不少方法。主要為兩類，一類是基于訓練的補償方法，如文提出一種采用頻域訓練序列的自適應均衡器，用于補償DVB—T系統(tǒng)中的I/Q支路不平衡，然而在頻率選擇性衰落信道下，為了獲得均衡器的系數，需要大量的訓練序列；文利用WLAN系統(tǒng)中的同步碼，在時域對I/Q不平衡參數進行估計和補償，但它只能應用于特定的系統(tǒng)中；另一類是盲補償方法，如文采用盲信號分離技術，無需已知發(fā)送數據，但是復雜度高；文則提出了一種基于正交頻分復用(OFDM)頻域未知數據的補償方案。
    本文基于QAM調制的時域未知數據在I/Q支路的功率與正交關系，直接在時域對I/Q支路不平衡進行估計和補償，可應用于多種制式的單載波和OFDM系統(tǒng)。以一個4K子載波的OFDM系統(tǒng)為例進行了仿真，在AWGN和頻率選擇性衰落信道下分析了該方法的性能。 

l 信號模型
    射頻接收機的目的是將處于一定頻段的射頻信號變換到正交的基帶信號�？紤]I/Q支路不平衡的接收機模型如圖1所示，

圖中LPF代表低通濾波器，ADC代表模數轉換器，其中所有處理單元均為一致的，而將幅度不平衡集中表示為g，相位不平衡為φ。且不失一般性，將幅度和相位不平衡均表達在Q路。
    若r(t)為射頻信號，圖1代表零中頻接收機；若r(t)為中頻信號，圖1則代表超外差接收機。下面以零中頻接收機為例進行分析。
    進入正交混頻器前的射頻信號表示為

其中：X(t)=XI(t)+jXQ(t)為r(t)的復包絡，ωc表示載波頻率，h(t)為多徑信道的低通等效沖激響應，n(t)足Gauss白噪聲。若u(t)為離散反Fourier變換(IDFT)之后的時域基帶信號，圖1代表OFDM接收機；若u(t)為QAM映射后的信號，圖1則代表單載波接收機。下面以多載波OFDM系統(tǒng)為例來討論。

對于OFDM系統(tǒng)，分析數據的頻域關系是有用的。對式(5)做離散Fourier變換(DFT)可以得到

其中N為DFT長度。由式(6)可見I/Q支路不平衡在OFDM系統(tǒng)中引起子載波問干擾(ICI)。

2 I/Q支路的不平衡補償 

則可去除I/Q支路不平衡對時域信號y(n)的影響，并同時保持信噪比不變。顯然，如式(7)所示在時域進行I/Q支路不平衡補償是十分直觀明了的。為此，需要估計出(g，φ)、(α，β)或者三組參數中一組即可利用式(7)在時域進行I/Q不平衡補償。下面根據信號的離散形式對估計算法進行推導。
    對發(fā)射的時域未知數據u(n)作如下假設：

即u(n)的I/Q兩路信號均值為零、功率相等且相互正交。對于隨機化處理后的數據，采用MQAM映射時，上述假設是成立的。u(n)經過IDFT、多徑信道和AWGN信道得到x(n)。用一個線性FIR系統(tǒng)模型表示多徑信道h(t)，由于線性系統(tǒng)不改變信號在I/Q支路的相對功率和正交性，所以x(n)也滿足式(8)所示的關系。
    首先，考察接收基帶信號y(n)在Q路上的功率。根據式(5)得

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